電子負荷：Trの絶縁シートをどうしよう

120W電子負荷 予備実験#2 冷やすのはファンだ！ では
パワートランジスタをヒートシンクにベタ付け。
ヒートシンク全体がプラス端子につながっていますので、
注意が必要(ちょっとじゃなくだいぶと)です。

TO-3Pタイプのシリコン絶縁シートを調べると、
・秋月
　　TO-3PH
　　マックエイト放熱シート（サーコン）CW-4
・共立
　　信越化学工業 TC-30TAG-2
・Digikey
　　「filter/熱/パッド-シート」
これを見ると、いろんな形状いろんな性能のが出てきます。

その性能、「熱伝導率 W/m・K」で示されている場合と
見慣れた「熱抵抗 ℃/W」で記されているものに分かれます。

　　W/m・K表記は値が大きい方が熱を通す。
　　℃/Wだと小さい方が熱を通す。

例えば、数値として、
　　TO-3PH　　　1.1W/m・K
　　CW-4　　　　0.39℃/W
　　TC-30TAG-2　1.4W/m・K

熱伝導率の逆数が熱抵抗になるということですので、
1.1W/m・Kは0.91℃/Wになる勘定。

秋月だと、値の張るCW-4、TO-3PHの2倍以上、ヒートシンク
に熱を伝えられるという解釈になるでしょか。

ただ、Digikeyの表では熱抵抗と熱伝導率が逆数の値に
なっていないものもあって、単純に逆数にしているのじゃなく、
測定方法(温度とか)が異なるということなのかもしれません。
「熱抵抗」の単位として「℃/W」ではなく「cm2・K/W」という
のも出てきます。
この点、どうなんだという気がします。

120W電子負荷 予備実験#2 冷やすのはファンだ！

2023年10月8日：12V・10A：120W電子負荷 予備実験の続き。
およその動きが見えてきたので、テストしたい
スイッチング電源につないでみました。

ところが・・・件の電源から12Vで10Aが出てくれません。
8.2Aくらいで保護がかかってしまい電圧が落ちるのです。
ということはこの電源のスペックは「12V・100W」のようです。
　　　※中華のスペック表記、さすがです。

気を取り直して、温度を測れるようにしました。
使ったのはフィルムではさみ込まれた「103JT」サーミスタ。
応答性が良いのです。

写真のように４点の温度を測りました。

・TR8の表面温度
　　サーミスタのフイルムをTR表面にくっつくよう
　　圧着端子でおさえました。
・TR7の表面温度
　　圧着端子の円筒圧着部にサーミスタを挿入して
　　シリコンゴムで固定。
　　これをTRにネジ止めします。
・ヒートシンク表面温度。
　　TR7とTR8の間のネジ穴に、同じように作った
　　サーミスタを固定。
・基準抵抗 0.1Ω 50W
　　抵抗のネジ止め固定足に。

左のはサーミスタをシリコンゴムで圧着端子の円筒部
に固定。
右は直に押さえ込み。

通電後、ヒートシンク全体が温まってきます。
10分ほど経過でTR8の測定温度が70℃を突破。
まだまだ上昇しそうです。
　　この結果からファン無しという目論見は
　　あきらめました。

そこでヒートシンクの上にファンを乗せて冷やして
みました。

ファンを回すとヒートシンクが徐々に冷えて、全体
の温度が30℃ほど低下。
数分で安定しました。

上にファンを置いて通風。


※記された定格10Aを出力できなかった中華製の
　12V出力スイッチング電源

　　　とりあえず100Wはクリア

バイポーラトランジスタ2SC3519A-YのhFE

2023年10月8日：12V・10A：120W電子負荷 予備実験
のために、バイポーラトランジスタ2SC3519A-Y
を１０個、秋月で買いました。

６個使った実験回路、そのうちTR1のhFEが
大きかったようなので取り外して、残4個の
トランジスタとともに調べてみました。

ベース駆動は電池駆動の10mA定電流源 。
コレクタに定電圧電源をつなぎ2.0Vを供給。
　　※電圧を高くすると発熱するので


コレクタ電流の読み(アンペア値を100倍)からhFEが
分かります。
　TR1　130
－－－－－－－
　TR7　113　　TR7～10は残の4個
　TR8　 96
　TR9　 99
　TR10　96

やはり、TR1のhFEが抜き出て大きかったようです。
　　※最初からhFEを調べとけば良かった・・・

12V・10A：120W電子負荷 予備実験

2023年9月25日：やっぱりあかん　パワーMOS FETの並列接続
ということで、パワーMOS FETはやめて、
バイポーラトランジシタの並列駆動を試してみました。

定電流負荷回路で電力素子を飛ばすのは、電流オーバーじゃなく
発熱が原因ということが多いのじゃないでしょか。
　　　その例↓
　　・ACアダプタ試験回路：電気は熱になるんです…

ということで、今回は「6パラ」で予備実験。


目標が10Aですのでトランジスタ一つあたりの電流は1.7A。
そして、耐えなければならない電力消費は一つあたり20W。
20Wといやハンダゴテの電力。
　　集中すればハンダを溶かすほどの熱。

使ったヒートシンクは170mm×180mm×35mm。
30mmの長さのフィンが10mm間隔で並んでいます。
　　何かのジャンク品

オペアンプとMOS-FETを使った定電流負荷回路
これと同じように電池で運用できればと考えてるんで、
できればファン無しで自然空冷したいと考えています。
シリコンの絶縁シートははさまず、直接ヒートシンクに
ネジ止め。
ヒートシンクには負荷のプラス電圧が加わります。

トランジスタ部と制御回路を分けて実験。
定数は書き込んでませんが、オペアンプ部は
普通の定電流回路。



トランジスタのエミッタに入れた0.1Ω抵抗の
両端電圧を計ればそれぞれのトランジスタに分かれた
電流値が読めます。
そしてベース抵抗両端の電圧を計ればベース電流が
分かります。　　そこからhFEを計算できます。

予備実験ですので、電力が上がる12Vの供給はひかえて、
「6V・12A」で試してみました。
　　　それでも72W。
TR1～TR6の0.1Ωエミッタ抵抗両端の電圧と
33Ωベース抵抗電圧はこんな具合。

　　　　0.1Ω　　33Ω
　TR1　0.227V　0.454V
　TR2　0.193V　0.491V
　TR3　0.199V　0.483V
　TR4　0.195V　0.483V
　TR5　0.199V　0.479V
　TR6　0.186V　0.493V

12Aですので2Aで均等になれば良いのですが、
TR1が他に比べて2割ほど余計に食っていました。

この電圧からおよそのhFEを計算してみると

　TR1　165
　TR2　130
　TR3　136
　TR4　133
　TR5　137
　TR6　125

TR1のhFEが他より大きくなっています。
hFEの事前選別は必要なようです。

温度の上がり具合をサーミスタ温度計で測って
どうまとめるかを決めたいと思ってます。

※電流を変えた時のVgとVs。
　Trのベースを駆動する2SK2232の
　　　　ゲート電圧とソース電圧(GND基準)
　－－－－－－－－－－－－－－
　　1A　　 2.3V　　0.8V
　　5A　　 3.2V　　1.5V
　　10A　　4.1V　　2.4V
　　12A　　4.5V　　2.7V

電流が大きくなると、オペアンプの出力電圧が
5V電源では厳しくなってきます。

※追記
・2023年10月9日：バイポーラトランジスタ2SC3519A-YのhFE

やっぱりあかん パワーMOS FETの並列接続

・目的　12V・10A電源の特性調査用
　　　　定電流負荷回路の製作

・120Wの電力を受けられるように

過去、定電流回路(定電流負荷)をあれこれ作って
きましたが、120Wというのは未体験。

電流検出抵抗の電圧降下をフィードバックして
パワーMOS FETのゲート電圧を制御というのは
変わりませんが、問題はパワー。

※過去の失敗談
・2014年03月26日：ACアダプタ試験回路：電気は熱になるんです…
※関連
・2020年8月27日：オペアンプとMOS FETを使った定電流回路・・・電子負荷回路・・・
・2021年4月4日：オペアンプとMOS-FETを使った定電流負荷回路
・2011年09月23日：並列抵抗で 250W
・2011年09月26日：電子負荷稼働中　菊水電子製 レンタル品

この電力、一つのFETじゃとても無理。
ということは並列接続して発熱を分散。

こんなFETの買い置きが残っていたんで並列接続を
試してみました。　・秋月電子：60V・100A・255W

まず基礎知識。　FETの温度特性、

・温度が上がるとオン抵抗が大きくなる。
　ということは、並列接続で電流が流れて
　温度が上がった素子は、オン抵抗が大きく
　なることで電流が減る。
　並列接続での熱暴走はしない。

・しかし！　これはスイッチングしてるときの話。
　電子負荷のようなリニア領域での制御では、
　Vth、Vgsの特性が重要。

・残念ながら、温度とドレイン電流の関係は
　並列接続には向いていない。
　一定のVgsでも温度が上がるとドレイン電流が増大。
　リニア制御では、温度が上がったらその石に電流が
　集中してしまう。

温度とオン抵抗のグラフ。

温度が上がるとオン抵抗が大きくなる様子が
見えてます。
しかし、これはVgs=10Vとゲートが十分にドライブ
された状態の話。

温度とドレイン電流の関係がこれ。

ドレイン電流の立ち上がり部分、Vgsが一定でも温度が上がると
電流が増えちゃう様子が浮かんでいます。

ということは、単純にこんなつなぎ方だと、消費電力を
分散できないという話。

FETを2つ使って、実際に試してみました。
　　特性は選別していません。
　　パーツボックスにあった「TK100E06」FETを
　　任意に取り出して配線。
　　ヒートシンクは17cm四角。厚さ35mmの大きいの。

ドレイン側に抵抗を入れてそのドロップを見ます。
電流がアンバランスになると、電圧ドロップが
どんどん大きくなります。

流した電流は1A。
電圧が12Vですので、それぞれ6Wを受け持ってくれれば
okなんですが・・・

チャートレコーダー(プリンタシールド応用) で記録します。

時間経過とともに発熱してQ2側の電流が増大。
Q1には電流が流れなくなり、「なんのための並列！？」
という状態に。
単純なつなぎではうまいこと行きません。

そこで、FETのソース側に抵抗を入れてアンバランスを
吸収できるようにしてみました。
電流が大きくなるとVgsを下げる方向に働きます。
まず「0.47Ω」。

これだと、8割くらいの電流差に落ち着きます。

途中で2A→3Aに増やしてます。

ソース抵抗を1.0Ωすると、こんなグラフに。

しかし、1.0Ωだとこの抵抗の発熱がひどくなってきます。
5Wじゃ足りません。

どうしたものかと思案中。
トランジスタ技術2015年1月号の方法・・・
FETごとにアンプと電流検出抵抗を設けて、
共通の制御電圧で電流を設定します。

GND側の配線抵抗の影響は差動アンプでキャンセル
しちゃうというアイデアです。

記事ではFETを3コ使って40Wを目指しています。

ゲインのある差動アンプ(電流検出アンプ)を使うと
電流検出抵抗の値を小さくできるし。

どんなもんかな。

※実験の様子


※追記
ソースに入れたバランス抵抗。
バイポーラトランジスタならVbe電圧の0.7～0.8Vあたりで
バランスが得られます。
それが今回のMOS FETだと4～5V。
MOS FETだとVgs電圧が大きいぶん、効きが悪くなります。

オペアンプの出力にFETを入れて、そのソース電流で
バイポーラトランジスタのベースを駆動。
これだとどうでしょう。
うまくバランスをとってくれるかな。

※追実験
手持ちのTO-220やTO-3Pのバイポーラ・トランジスタ、
高圧スイッチング用のばかり。
2SD880と2SD768(ダーリントン)が発掘できました。
こんな回路で実験。

こんな接続で、バランスがうまく行きました。
0.1ΩでもOK。
でもダーリントンの2SD768にするとダメ。
0.1Ωでは電流が片寄ります。
電流検出抵抗を一つだけにしておきたいんで
トラ技2015年1月号方式は「ちょっとなぁ」
なんです。

アマゾンで買った5V出力昇圧型DC-DCコンバータモジュール

きもだめし用人感センサーといっしょにアマゾンで買ったのが
+5V出力の昇圧型DC-DCコンバータ基板。

これを試してみました。
　　※ふだんは秋月のXCL102とXCL103 5V出力昇圧DC-DCコンバータ
　　　が常用品。
　　※あれこれ注意点はあるけど

測定装置

出力側に100uFの電解コンデンサを付けました。

入力電圧を0.1Vずつ変えながら、負荷電流を増やして
(10mAステップ)いきます。
出力が4.5Vまで低下するか、入力側電流が1.0Aを越えると
中止して、次の電圧(0.1Vアップ)へ。

こんなグラフになりました。

リップルの様子を見てみないといけません。
　　※この回路にはリップル電圧の測定回路を
　　　載せていないので。

負荷がある状態での起動可能電圧も重要です。
これも計らないと。

電流検出アンプ 入力端子になぜかマイナスが出てくる

過去、あれこれ電流検出アンプを使ってきましたが
「謎」の動作に遭遇。
使ったのはTIのINA281A3 。　100倍のアンプです。

回路電源Vsには+5Vを供給。
Rsenseはとりあえず0.1Ω。
IN+とGND間にCVCC電源をつないで、
IN-とGND間に定電流負荷を。

これでちゃんと。負荷電流に比例した出力電圧が
出てきます。
　　※これはあたりまえにプラスだけ

ところが・・・・
IN+へつなげている負荷への供給電源を外すと・・・
IN+端子とIN-端子に「マイナスの電圧」が出現する
のです。

Rsenseの抵抗とIN-側の負荷を外しオープンにすると
およそ「-7.7V」が出現します。

ICの電源は+5V。
プラス電源だけの回路のマイナス電圧が出現で、
「なんじゃこりゃ？」

負の電圧を発生する可能性は・・・ICの中味だけ。

GNDへの短絡電流は約「-40μA」。
アンプのバイアス電流っぽい。

ブロック図や回路の動作解説には記されていませんが、
ICの内部でチョッパー回路が使われていて、そこで
作られたマイナス電圧が出てくるのかもしれません。

※追記
同種の電流検出アンプに INA290があります。
　　※アンプ後段にFETを付加して電流と抵抗比で
　　　ゲインを決める方式。
IN281とINA290のデータシートと比べると、
こんな違いが記されています。

まずIN+、IN-端子にマイナス電圧が出たINA281。


入力電圧がマイナスまでOKと。

そしてINA290。


こちらはプラスの入力だけ。

特性のグラフには、最低入力電圧が電源電圧に
依存する様子が示されています。

電源電圧が5Vなら、計れる最低電圧が2.7V
と規制されてしまいます。

INA281は「マイナスまで計れるぞ」っというところの
構造の違いがIN+、IN-端子の電圧に出ているのだろうと
推測してます。

Arduino UNOで0.00～40.00mA定電流負荷回路

過去、あれこれと定電流回路を紹介してますが、
今回のは電流は少なめ。
2023年1月 2日：PWMでD/A変換：アナログマルチプレクサの応用で
2023年1月 7日：PWMでD/A変換：アナログマルチプレクサの応用、解決方法

この続きで、「4～20mA電流ループ・インターフェース」回路用の
実験用定電流回路です。

計測系での4～20mA電流ループ・インターフェース、こんな
つなぎ方があります。

・装置側が電源を持っていて、計器側は
　その電流をちょっともらって回路を動かし、
　結果を4～20mAの電流にして返す構成。
　２線でつなげます。

ちょっとの電流で動かせる圧力センサーとか
温度センサーなど。

・計器側の電流消費が大きい時は、装置側から
　電源を供給。
　３線接続。

・計器側は自分で電源を持っていて、
　測定値を4～20mAで出力。
　制御装置からの供給だと４線で接続。

こんな回路のテストには4～20mAの電流発生器
あるいは定電流負荷回路が必要になります。
　　※中華製のが安く出ているようですが・・・

計器の真似を(装置側から電源をもらって動作)
しようとしてもよかったんですが、汎用的に
使える吸い込み型の定電流回路＝定電流負荷
にして、
　　「PWM+LPFによるDACの能力」
を確かめてみました。
　　※電流ループだと、電流の向きさえ合わ
　　　せれば定電流回路はどこにでもつなげる。

吸い込み型の定電流回路、基本はこんなの。

ボリュームやポテンショ、あるいはスイッチで
Vp電圧を操作して、「Vp÷Rs」で電流を決める
という方法です。

設定した電流を読む方法が、
　・ループの途中に電流計を入れる。
　・Rs両端の電圧から電流値を計算。
と、いうのが普通。

今回は、
　　PWM+LPFで出したVp電圧と、検出抵抗Rs値を信じて、
　　PWMのデューティを変えて電流値を可変出力。
という方法を使いました。

ブロック図で示すとこんな具合。

校正モードで設定するのは、デューティ100%
(MPXのVref選択入力がいつもH)のフルスケール電流値。
これを「0.01mA」単位の読みで(別の神様電流計で計測)
設定します。
　　※今回はフルスケールで12bitあたりを狙っています。

校正時、デューティ100%で仮に40.00mAが出てきたと
すると、PWMでのデューティ設定範囲は「0～3999」
にします。
つまり、デューティ0/4000～3999/4000が範囲。

デューティ比がそのまま「mA」値になり、
「00.00～39.99mA」と0.01mA単位で設定できるはず・・・
そんな目論見です。

そして、0.00mA→0.01mA→0.02mA→という最小桁を
安定して可変する出力というのもやってみたかった
制御で、そのために
　・オフセット電圧の小さなオペアンプを選ぶ。
　・バイアス電流も小さいの。
　・±電源で動作させる。　ぜいたくに。

使ったケースは
2022年8月24日：パルスジェネレータを作ってみた：箱に入れた
での、ダイソー・100円(税別)樹脂ケースです。

FLUKEを電流計モードにして操作してらほんとにぴったし。
エエ感じにできました。
手動操作だから PWM+LPF でも時間遅れは気になりません。
　　※セトリング時間、なに？それ？のモード

「0.01mA」桁の操作がそのままテスターの読みに
出ます。
電流の読みを見ながらポテンショを左右に微調という
操作とは違う感覚です。

Rsを小さくすれば電流値を大きくできます。
今は20Ωで40mAですが、2Ωなら400mA。0.2Ωなら4Aに。

　　※電流を大きくしようとすると、FETのゲート
　　　駆動電圧を高くする必要があるかもです。
　　　オペアンプの+電源が+5Vでは間に合わないかも。

※関連
・2021年4月4日：オペアンプとMOS-FETを使った定電流負荷回路
・2020年8月27日：オペアンプとMOS FETを使った定電流回路・・・電子負荷回路・・・
・2020年3月12日：定電流回路の電流検出抵抗を試す
・2020年1月24日：メモ：4-20mA電流ループ用ICとデジタルアイソレータ


※現時点の回路


・手持ち部品の関係でロータリーエンコーダはBOURNS
　のを使用。
・2回路入りオペアンプを使ったのも手持ち部品の関係。

※スケッチ　zip圧縮
　　ダウンロード - cl40ma1.zip

※温度変化の様子
・2022年7月6日：デジタルテスター「FLUKE 87IV」の赤外線通信ユニット完成
でFLUKEテスターからのデータ吸い上げができるようになった
ので、定電流回路の温度変化を調べてみました。
使ったのはこの→2017年11月6日：液晶表示器「焼き鈍し」
での保温箱。
この中に定電流回路を置いて通電開始。
「電球」で段ボール箱内を温めます。

結果・・・

定電流回路の設定を20.00mA。　（供給電圧は24Vで）
その時のテスターでの読みが20.003mA。
箱内を50℃まで上げると19.983mAに。
20.003mA→0.02mA下がりました。
30℃の温度上昇で電流がざっと0.1%下降。
1℃に直すと「33PPM/℃」。
基準電圧の変動なのか電流検出抵抗RsとかLPFの
分圧抵抗の変動なのか。
もうちょい調査が必要です。

PWMでD/A変換：アナログマルチプレクサの応用、解決方法

2023年1月2日：PWMでD/A変換：アナログマルチプレクサの応用で

では、ATmega328PのAREF端子をオペアンプで
バッファして取り出した1.1V基準電圧を、
4053マルチプレクサに入れたところの電圧波形が
おかしいのに気付きました。

X0入力とX1入力を切り替えるとき、一瞬の
短絡が起きているのではないかという推測
です。
おそらくこれが原因だろうと。

その解決策として、こんな回路にしてみました。
コンデンサを付加できる基準電圧ICを使います。
　　※PWMでのD/Aコンバータ、今まで使って
　　　きたのはこの方式だった。

この「電圧出力」で、定電流負荷回路をこしらえて
みました。
　　※4～20mAの電流インターフェース
　　　計装回路を試験するため。
最小桁を0.01mAにして0.00mA～40.00mAまで可変。
およそ12bitの分解能です。

これまでだと負荷電流を電流計で計って表示という
手法が多いんですが、今回はロータリーエンコーダ
の1クリックで0.01mAをup/downします。

電流計としてつないだモニター用テスターの目盛が
0.01mA単位で反応するのはなかなか小気味いいもの
です。
ポテンショを回して表示値を落ち着かせるのではなく、
思った数値で止められるのがエエです。

※気遣い点
・安定性の良い基準電圧ICを。(高価でも)
　　　初期精度はキャリブレーションでカバー。
・基準電圧ICの出力にコンデンサをつないでも
　OKなものを。
・電流制御オペアンプは、低オフセット品を。
・電流検出抵抗もエエものを。
・0mA近くの制御ため、単電源はあきらめ±電源で。

　　※全体の回路はまた今度

定電流負荷だけじゃなく、定電圧回路の電圧設定にも使え
るかと。

※関連
・2019年9月14日：良かれと思って付けたコンデンサが・・・
　　◆AD680発振！

メモ：プラマイのちょっとだけ電圧が欲しい時の電源回路

±1.25V以上なら、出力可変電圧レギュレータLM317とLM337が
利用できます。
でも±1.0V以下だと、エイヤァで利用できるICが無いので、
回路を作らなくてはなりません。

そんな時のサンプル回路を示しておきます。
例として、±0.5V。
オペアンプの出力を直接使うには、電流がちょっと多いぞ
という場合です。


基準電圧は共通で、プラス側は非反転アンプ。
マイナス側は反転アンプで制御します。
　　※過電流保護は示していません。
プラス側のAMP1は単電源でもOK。
　　※マイナス側と同じ石で両電源でもＯＫ。

マイナス側のR1をプラス出力V+につなぎ、
R1=R2にすればトラッキング電源になります。
　　※この場合だと、プラス側の電圧に追従。

もっとちゃんとしようとすると・・・
電源オン・オフ時の異常電圧発生を防止するため、
ツェナーダイオードを出力に入れておくとか、
利用する回路によってはあれこれ考えなければ
なりません。