電子工作

2021年10月22日 (金)

最近のトラ技で見つけたAMワイヤレスマイク

AMラジオ方式電波時計の修理で使った時報発生回路、
この時報音を中波の電波にしたのがこの回路。
2021年3月23日:中波振幅変調電波発生回路 いわゆるAMワイヤレスマイク

この前、トラ技をパラパラめくりしていたら、
こんなAMワイヤレスマイク回路を発見。

Aa1_20211022144401

・トランジスタ技術2015年10月号 P83
特集  お手本!トランジスタ&定番IC回路見本市
第3章 乾電池1本で動くポータブルAMトランスミッタ
著者 小川 敦さん

※トラ技の目次を検索すると・・・
 2014,8,第4章 強力ドライブ!ポータブル・ヘッドホン・アンプ,
    ICの回路技術を駆使!ひずみ0.02%,10Hz~100kHzフラット,
    消費2.7mA,特集,76,16,小川 敦
 が、初記事のようです。 その後、あれこれ記事を書かれています。

トランジスタを使った「乗算回路」で振幅変調。
バラモジIC MC1496 の片割れ回路を3石で構成。
電源電圧1.5Vでうまく動くのだろうか。
こんど何かの時、作ってみますね。

※MC1496の回路
1496

 

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2021年10月13日 (水)

可変抵抗器の「陽極酸化」実験 スタート

今日からスタートします。
ほこりよけに、百均屋さんでフタ付容器を買ってきました。
基板に半固定抵抗を8個並べて、コネクタで接続。
測定回路もいっしょに容器に入れ込みました。
   ※右から4つ目の青いのが、東コスのサーメット。
    他は秋月で買ったのカーボン半固定。
112_20211013175001
    (クリックで拡大↑)

水色+黒色の電線につながっているのがサーミスタ103JT。
基板に貼り付けてます。

可変抵抗器の「陽極酸化」実験回路 #4 の回路図で示した
電流値に調整。
10bitのA/D値が940~960くらいになっています。
  変化を見るんで、合わせ込みはざっとで。
  調整角度から、なかなかむつかしいのがある。

深夜0時に最初のデータをログします。
1日1回の記録。
EEPROMの容量は1820データなんでざっと5年。


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2021年9月27日 (月)

顕微鏡用LEDリングライトのLED、そろそろ交換か

ラジオペンチさんとこの
実体顕微鏡の自作リング照明のLEDが劣化したので交換
を拝見して、「こちらのもだいぶ暗くなったなぁ」と
リングライトLEDの交換を計画しますわ。

こちらでは、こんな作業台(高さ80mmくらい)を使っています。
11_20210927093801
この台の上でハンダ付け作業すると、「首」が楽。
顕微鏡を見ながらのハンダ付けも非常に楽で疲れません。
台の上の白いのはA3サイズの紙。
汚れたら交換。

・作業台の側面
  2016年12月12日:1kgハンダ、使い切り

・リングライト製作 トランスレスで手抜き
リングライト作ったのは2006年だった。
  顕微鏡の照明装置

・修理の話
  LEDリングライトの修理

※回路図発掘
L1

※これも参考に
LED劣化の記録

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2021年9月22日 (水)

可変抵抗器の「陽極酸化」

「東コス」に「陽極酸化」について質問してみました。
頂戴したお答えをかいつまんで。

~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~
・陽極酸化は、電位差により抵抗体上の水分が
 2H2とO2に分解され、O2がカーボン抵抗(C)と
 結合しCO2となり、抵抗膜が消滅する現象。

・抵抗膜が無くなるので、抵抗値の上昇または
 オープンとなる。

・過去、200kΩ品で使用年数9年で陽極酸化
 による不具合が発生したという事例がある。
  ※追記:ただし使用電流値は1.0mA。
    想定10mAとは10倍の差があり、
    寿命への影響は結構大きい可能性がある。

高抵抗なほど酸化が起こりやすくなる。

・1kΩ品だとこれ以上の年数という事になるが、
 使用環境の影響を大きく受けるので確定は
 できない。

・影響を受ける環境項目
  (1)高温高湿  (2)有害ガス環境下
  (3)樹脂で封入 (4)電流値が多い

・抵抗成分が消失してしまうため、接点復活材
 どでの回復は不可能

・サーメット(金属皮膜)による酸化はゼロとは言い
 切れないが、金属皮膜タイプの陽極酸化による
 不具合事例はない

・また、巻線形可変抵抗器の陽極酸化による
 不具合事例もない。

・対策は、サーメット(金属皮膜)タイプの製品か
 巻線形可変抵抗器タイプの製品を使用すること。

・ただし、使用条件のもとでの十分な評価が必須。
~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~~
  ※後からの情報により、一部追記。

つまり、「炭素」が無ければ「陽極酸化」という現象は
関係ない、心配しなくて良いということのようです。


※ラジオペンチさんとこへのリンク(日付順で)
  ▲1、▲2が陽極酸化の話題
2021-08-25:おもちゃ病院用のDC安定化電源の製作
2021-09-13:LM317の回路をあれこれ検討、ガリオーム対策と最小負荷電流
2021-09-17:LM317で電圧可変電源を作る時のガリオーム対策の決定版 ▲1
2021-09-22:可変抵抗の陽極酸化不良対策を LM317の回路を使って検討 ▲2


※トラ技で「陽極酸化」の解説を発見
A11_20210923153801
トランジスタ技術1993年4月号p349
連載:よくわかる電子部品活用講座[第4回]
  サーメット系抵抗器,可変抵抗器,特殊抵抗器,
   著者:薊 利明/竹田俊夫

A12_20210923153901

p356にちらりと陽極酸化現象という言葉が
出ています。
A13_20210923153901

トラ技の目次データから「抵抗」の記事を
ピックアップして、実際の本を探索。

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2021年8月27日 (金)

弾帯状になったQIコネクタのコンタクトピンを・・・

QIコネクタの圧着方法は、
デジットblog 2012年05月16日:【Tips】電子工作でよく使う『QIコネクタ』の圧着方法
で紹介されています。

電線をクランプするところの金具が「段ち」になって
いるのがXHコネクタなどと異なります。
圧着は皆さんそれぞれお持ちの工具も違いますんで、
安定な方法を模索してください。
  ※安易な圧着、トラブルの元になりますんで
   慎重に。

今回は圧着じゃなく、弾帯状になったコネクタの
コンタクトピンをうまく切り離す方法です。

先日、共立で買ったQIコネクタのピン、「QI-ZU」は
10発ずつの弾帯状になってやってきました。
21_20210827102501

使うたびに切り離すのはイヤということで一気に
「バラ」にしてしまいます。
  (100発、1000発まとめたリングになってなかっ
   ただけマシとしておきましょう)

10発ずつの弾帯から1つだけを切り離す時、最初の
1つ・2つは良いんですが、3つ目あたりから「ニッパ」
の刃先が届かなくなります。
無理にすると、短い切り残しが出たり、電線のクランプ
構造を曲げてしまったりしてよくありません。

22_20210827102501

で、いつもやっている(ベルトでやってきた他のコネクタ
でも)のが、「面倒でも2工程で」。

(1)「帯」からピン部分を切り離すんですが、
  帯の一部は残っててokで。
(2) 残った帯(台形、平行四辺形状になる)とピン
  をキレイに切る。

こんな具合です。
23_20210827102501

まずは帯から切り離します。
ピン根元の「○」のところを斜めにニッパを入れる感じ。
24_20210827102501

ここまで先にしてから、1本1本、帯(の残)から切り離します。
25_20210827102501

受け皿は豆腐の容器。

2005年09月07日: 部品入れ
2018年02月08日: コネクタのピン、雄雌が混ざったぁぁぁ

※追記
chanさんから「ハサミで!」のご指摘を受け・・・
  (QIコネクタのベルト、すでに手持ちのが
   無くなりました)

通常、XHコネクタのピンはこれを使います。
   ↓
共立エレショップ:BXH-001T-P0.6
バラ売りされているんで、切断の必要は
ありません。

ところが、同じXHコネクタでも細線用
(AWG30~26)の「002T-P0.6」はバラじゃなく
テープ巻きでしか買えなかった(ずいぶん前っす)
のです。
それがたくさん残っていて、「ハサミ」を試して
みました。
41_20210830105501

●状況
・この弾帯は8mmピッチ。
・長いままハサミで切り取ろうとすると、延びてくる
 つながった弾帯ベルトがじゃまに。
・6ピンくらいの小分けに切断してからでないと作業性が
 悪い。 8ピンでも長く感じる。
・仕事場に置いてある何種類かの工作用のハサミはちょっと
 使いにくい。 (小さいから?)
 ブリキ切りふうの工具は大きくて×。
 裁縫ハサミを家から持ってきて試したら、OKか。
・しかし・・・100コほど切ったら刃先が鈍りはじめた。
 #800のダイヤモンドヤスリで刃を摺って補修。
   昔々、「裁ちばさみ」でボール紙を切っただけで
   おこられたような記憶が。
・「普通のはさみ」の形状が選びどころか。
金属 vs 金属(XHだとリン青銅)の戦いになるんで、
 刃先強度も。

どんなもんでしょね。

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2021年8月16日 (月)

AD620を使った計装アンプとシミュレーテッド・インダクタを使ったノッチフィルタ

※別記事にするのもということで、この記事の後ろ部分に
 あれこれ追記しています。
  
シミュレーテッド・インダクタを使った60Hzノッチ・フィルタ:これから
の続き。
まずAD620を使った計装アンプ
   (電源回路を加えた図はまた描きます)
Cc1_20210816094801
JP1のジャンパーで利得を設定。
「RG」端子間の抵抗値で利得が決まります。
ジャンパー無しで1倍。
1・2・5ステップで1000倍まで。
原理上のきっちり値しにしたいので、直列にしたり
並列にしたり。
  「8.2Ω」があれば、x50とx200をきっちりに
  できたんですが、手持ちがありませんでした。

※直流電圧を見るんで、高倍率にした時のために
 「オフセット調整がいるのでは?」
 と思ってたんですが・・・不要と判断。
   むちゃエエ性能です。

そして、シミュレーテッド・インダクタ回路。
参考図書は 「稲葉保 著 精選アナログ実用回路集」
 Cd1_20210816095701
    ↑
  ※OP-AMP応用のバイブル的参考書です。
   1989年1月10日の初版を買ってました。

「17-10」でノッチ回路への応用が紹介されています。
Cd2

「60Hz」に合わせて、ざっとこんな回路で試します。
Cc2_20210816094801

上段は差動アンプ
Cc3
差動アンプの正入力と負入力をつなぎ、
・・・つまり、同じ信号を入れると・・・
差動アンプはその差を出力するわけですから、
出力はゼロのままで動きません。

その正入力側のGNDに向かう抵抗に「LC直列共振回路」を入れ
ます。
Cc4
共振周波数でインピーダンスはゼロ
 入出力を短絡した差動アンプと同じになり、
  出力は出てきません。
つまりノッチフィルタ。
直流信号に対しては「CT」でカットされるので、
VinがVoutに出てきます。(反転されずに)
共振周波数から離れた信号も出てきます。
こんな原理です。

※ブレッドボードで試してみましたが、「Q」が高くない。
 オーディオ・イコライザー的な用途ではOKかもしれませんが
 今回の用途ではちょい不満。
 R1を100Ωに、R2を1.2MΩにして試してみましたが、劇的な
 改善(高Qに)はしません。 (そんなには変わらん)
 やっぱし「ツインT」かな。


※R1=1kΩで 12Hz~220Hzをスキャン
Cw11

ツインT はもっと切れた!


※差動アンプとフィルタをでっち上げた目的は
 このサーミスタ温度計で使っている16bit A/D、
 LTC2460の入力電流を測定するため。

※この回路↓のR3両端(IC1の入力)の電圧を
 IC1を入れずに(R3+C1 → LTC2460入力へ直)
 観察。
Thm_ltc2460_2a
1秒周期で1サイクルだけ変換するテストプログラム
を書いてみました。
60HZの誘導ハムの影響が小さいよう、サーミスタ
入力をGNDに短絡。
  (R3の左側がGNDに)
計装アンプで1000倍に増複。
すると・・・
Cw02

A/D変換中、R3に電流が流れていることが分かります。
これで誤差が発生。
バッファアンプ、IC1を入れたらこのドロップは生じません。

ノッチフィルタの特性が良かったら、観察波形から
60Hzの誘導ハムを消せるのではないかと・・・。


※LTC2460の入力等価回路
I11_20210817090601

RsとCINは外付け部品。
データシートには、標準は「1kΩと0.1uFを」と。
そして、
 「大きなCINは入力ピンに良好な
  ACグランドを与え、信号源への
  反射を減らすのに役立ちます。」
と。

データシートに記された入力サンプリング電流は
typ値で「50nA」。
  Rsが1kΩだとドロップは「50uV」に。
    ・・・ざっと合っている・・・
※Vrefが1.25Vで16bitだから1LSBは20uVほど。

この電流、一瞬じゃなしに18msというサンプリング時間中、
ずっと流れているのかと。
瞬間的な電流だと(A/D内部にS/Hが入っているなど)、
Cinが頑張って保持してくれるんですが、「18ms」と
長いとふんばりが効きません。

姉妹品のLTC2462は入力が2つあって差動入力に
なっているんで、どっちも同じように動くとバランスが
とれちゃうんで、それで気付かないのかしら、と。
  ※秋月電子:LTC2462 ・・・300円

※追記
LTC2460の入力電流「50nA」がどのくらいの大きさなのか
バイポーラ・オペアンプの入力電流(Ib)と比較してみます。
  オペアンプ名  Ib(typ)
    LM741   80nA
    LM358   10nA
    NJM4558  25nA
汎用オペアンプだとこんな値。
入力(帰還)抵抗を少々大きくしてもmV単位のオフセット電圧
隠れてしまってバイアス電流による電圧変動は目立ちません。
「MΩ」にするとさすがにまずいですが、そんな時はFET入力の
オペアンプの出番(IbはpA単位に)ということになります。

※検出波形→ツインTノッチフィルタに
Q=5.25の60HzツインTノッチフィルタを試してみました。
計装アンプは↑と同じAD620。
サーミスタ入力を短絡してR3両端を測定。
こんな波形に。
Cw21

60Hzの誘導ハムをなんとか取り除けて、欲しい信号
の状態が浮かび上がったかと。

そして、サーミスタを外してオープンにして、
Rs(10kΩ)を含めて計ってみると・・・
Cw22

抵抗値が約10倍になったので、ドロップ電圧も約10倍に。
実値で0.5mVほどに。
入力電圧はプラスのVrefですんで、電流が流れ込んでいます。

16bit A/Dの、A/D値に換算すると26ほどと推定。
この状態で測定してるA/D値を読むと「65518」でした。
これが、A/D入力前にバッファアンプを入れることで
解消できるのです。

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2021年8月14日 (土)

シミュレーテッド・インダクタを使った60Hzノッチ・フィルタ:これから

103JTサーミスタ対応温度計 ArduinoとLTC2460を使ってLTC2460
これの挙動・・・誤差発生の状況・・・この原因が分かり
始めたような気がします・

まず、先ほどの記事の中で記していますように・・・

 IC1を入れた理由
  R3を通して直に信号をA/Dに入れた場合、サーミスタの抵抗値で
  この間の微少な電流が変化してA/D値にオフセットが生じる。
  A/Dコンバータの変換時の電流。
  R3両端の電圧値で±60uVくらい変動する。
  1kΩなので60nAの電流。 それがRs=10kΩにも流れるので
  10倍の0.6mVくらいの変動がA/D値に出てくる。
  Vref=1.25Vで16bitなので1bitは約20uV。
  0.6mVだとA/D値で30くらいの変動になる。
  IC1を入れるとこの変動がなくなる。

と、記しました。
IC1を入れなかったときの挙動・・・ダイレクトにA/D入力した時、
これが誤差につながっているようなのです。

そして、そのシッポをつかむのにツールが必要・・・
なようなのです。

「R3両端で±60uVくらい変動」これはデジタルテスタを
R3につないで測定した値。  (平均値として表示)
現在の制御は、1msごとにA/D変換終了をチェックしながら
「可能な限りの高速」でA/D変換を行っています。
つまり、四六時中、変換している。
その時間、ざっと18ms。
このIC場合、
  ・変換中はこの入力電流が必要みたい。
  ・電源電圧を5Vにした時にこの電流が大きく
   なるのかなぁ。
  ・IC1を入れると、この電流による誤差発生が
   無くなるのかも。
  ・ずっと変換しているもんだから、スタティックな
   動作を見て、その電流が観察している。
  ・一瞬だけA/D変換した時はダイナミックな電流変化が
   現れるのでは?

テスターでは「±60uV」が観測できたけどこれは、
これはいわば静的な値の変化、平均化した値の変化です。
A/D変換操作によるダイナミックな入力電流の変動、
これは見れてません。
  「変換中だけ電流が変化して、変換していない
   時は安定してる」・・・この検証。

しかし・・・
  「1kΩの抵抗に生じる±60uVの変化」・・・
これをオシロでダイナミックに観察するのはちょい
難しい。

「1000倍ゲインの計装アンプ」を使って抵抗両端の
電圧ドロップを増幅しても、出てくるのは「±60mV」。
このくらいの信号になると、なんとかオシロで観察できる
でしょう。

手持ちの計装アンプ「AD620」を使って、1000倍の
アンプをでっち上げてA/D変換時の入力電流変化を
観測してみましたが・・・

しかし、「60Hzのハムに隠れた変化が見えた」でした。
1000倍というと60dB。
回路に生じる60uVのハムが60mVになっちゃいます。

このダイナミックな変化、もうちょいキレイに見てみたい。
ということで、「60Hzのノッチフィルタ」に再挑戦する
ことにしました。

過去、こんな実験をしています。
  ・2011年04月21日:60Hzノッチフィルタ回路

「ツインTノッチフィルタ」は周波数の微調がめんどう。
   Q固定でも3つの抵抗を触らなくては

今回は「シミュレーテッド・インダクタ」を使った
「60Hzノッチ」を試してみます。

「ハムに埋もれた信号」が出てきますかどうか・・・

※A/Dの変換周期が18msと60Hzに近い。
1サイクルだけの状態を見るだけでは、60Hzに埋もれて
しまうかも。
60Hzと区分できる何サイクルか連続変換した時の挙動かと。
今は32サイクル:約0.6秒で平均処理してますんで、まずは
この時間での様子かな。

それと、電源電圧を「2.7V」にして動かしている前バージョンの
温度計の様子も確かめます。
  これは前段バッファを入れてない。

※続き
AD620を使った計装アンプとシミュレーテッド・インダクタを使ったノッチフィルタ

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2021年8月 5日 (木)

PICでも「1/1023」。 トラ技2021年9月号別冊付録

今月発売のトランジスタ技術(2021年9月)には、
PIC開発マニュアル 2021」という別冊がオマケに付いています。

Tr09a
著者は後閑 哲也さん
ぱらぱらっとページをめくりますと、A/Dコンバータの解説のところ
(55p)に「1/1023」が出現。
10bit  A/Dの変換結果、0~1023から電圧値を算出しようという
目論見です。

T11a

やっぱ、「1/1023」を使いたくなるんですなぁ。

※参
ミスが広まる 1/1023 vs 1/1024
Arduino なんとかして誤用を正したい:A/Dの1/1023とmap関数

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2021年7月31日 (土)

16bit A/Dコンバータ LTC2460 サーミスタ103JTを使った温度測定で・・・

502ATサーミスタを使った温度計は基準電圧外付けの
LTC1864 16bit A/Dコンバータを使っていました。
その後、応答速度の速いサーミスタ「103JT」に対応
させようとしたところ、
A-DコンバータのVref値が精度に影響をという問題が
出てきたのです。

Vrefを下げたかった理由・・・サーミスタの自己発熱
による温度測定値への影響を少なくしたかったから。

103JTの熱放散定数=0.7mW/℃
形状の大きな103AT-11では3mW/℃
高精度品103APだと1.2mW/℃
と、103JTが圧倒的に発熱に敏感なんです。
   ※そのかわりに応答が早い。

2.5VだったVrefを1.25Vにすると、サーミスタの発熱
(電力消費)は1/4に。
直列抵抗を10kΩとして、基準電圧を変えた時の発熱を
グラフにしてみました。

Cap046
直列抵抗10kΩの値が25℃のサーミスタ抵抗値と同じに
なるんで、その時が電力消費のピーク。
25℃から離れると発熱は小さくなります。
5Vで使うなんてもってのほか
2.5Vでも0.2℃ほど発熱による積み上がりが発生します。
0.1℃内に押さえようとすると、Vref=1.25Vで使いたくな
るのです。
ところがA/Dコンバータが1.25Vでは言うことを聞いてくれ
ません。

そこで、1.25Vの基準電圧を内蔵した16bit A/Dコンバータ
LTC2460を試したのですが、今度は・・・
電源電圧を5Vで使うと誤差が大きくなる」という問題に
当たります。
データシートにはこんなグラフが出ていて、
  2.7Vなら誤差は大きくないぞ
っと、訴えています。

Ltc2460_err1

しかたなしに、この温度計、A/D部をこんな具合にしました。

Tt1

A/Dのために2.7V電源を作り、5Vで動くArduinoのATmega328Pと
のインターフェースのためにレベル変換ICを入れました。

サーミスタの直列抵抗Rsに0.1%品を使うことで、無調整
(Vrefの値に関係なく)A/D値からサーミスタの抵抗値を
計算できます。
抵抗値が分かればサーミスタの「温度-抵抗値表」から
温度を求められます。
これで、無調整でそこそこの精度が出ています。

しかし「2.7Vの別電源を用意する」というのが面白くあり
ません。
Vref=1.25Vで使える5V動作の「安いA/Dコンバータ」、
これがなかなか無いんです。

試しと、LTC2460を5Vで使って「補正を行ってみる」
という方法を試してみました。

これが電源電圧を変えた時の変動です。
Ltc2460
2.7Vなら「0を中心に5LSBくらい」なのが、
5Vにすると傾きが大きくなり、60LSBくらい。
60/65536はざっと1/1000。
これでは、16bit A/Dコンバータの値打ちがありません。

結論を出すには早いのですが、ざっと・・・
 ・2点キャリブレーションでは、ちょいと精度が不足。
 ・1kΩ:20kΩで合わせると、25℃に近いところの0.1℃桁
  はピッタリだが、60℃ほどのところで0.1℃ほど低くなる。
   ※温度が高くなるということは抵抗値が小さくなって
    A/D値の読みも小さくなる。
 ・サーミスタの精度を生かすためにも、抵抗値として0.1℃
  は合わせ込みたいけれど、ちょい能力不足か。

cal点を4点くらいにするか、無理に16bit A/Dを使うより、
素性の良い12bit A/Dを使う方が良いかもしれません。

※参
ピピちゃん温度計・ヒータ制御 (Arduino  103JT  Vref=1.1V)

・103JTサーミスタの抵抗値変化と16bit A/Dで取り込んだ
 時のA/D値の変化
2a
抵抗値は「対数グラフ」で右肩下がりに。
温度が上がるほど、A/D値のちょっとの変化が
温度の変化につながります。

25℃~26℃の1℃差だと
 「10000.00Ω~9629.63Ω」で 抵抗値差370Ω
 A/D値が「32768~32149」で 差は619

温度が上がって70℃~71℃だと
  抵抗値が「2224.00Ω~2159.31Ω」で 差は65Ω。
  A/D値が「11923~11638」で 差は285

25℃付近だと0.1℃変化するときのA/D値の変動は「60」くらい。
それが70℃あたりになると「28」ほどで0.1℃変化しちゃいます。
温度が高いほうがA/D値の変化に敏感になるわけです。

16bit A/Dですんで60だとフルスケールの0.1%ほど。
28だと0.04%。 なかなかシビアです。
  12bit A/Dの1LSBが0.024%ですんで。

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2021年7月30日 (金)

ステッピングモータを「ゆっくり回す」

とある回転角センサーの様子を見る(仕事絡みのトラブルシュート)
ために作った「ステッピングモータをゆっくり回す回路」です。

Pg_stp_mot1

C-MOSのVCO・PLL IC、4046のVCO部だけを使います。
発振出力を4040で分周して、実験に適当な周波数を探り出します。

S22
ボリュームのツマミ、中央で発振停止。
左右に回すと回転方向が変わり、回した角度で速度が変わります。

元になったのはこれ↓
 ・アナログ入力で2相パルスの周波数と正転逆転を制御する発振器
もっと前がこれ↓
 ・2相パルスを手動で発生させるパルス発生器

今回は、ステッピングモータのドライバ pololu A4988 を乗せて、
モータと直結。
使ったモータはデジットで買った多摩川精器のTS3166N913

1回転400ステップと高分解能なところにA4988のマイクロステップ
機能でさらに1/16。
1回転が6400パルスとなってゆっくり回せます。
ギヤを介して減速すると、駆動方向(左右)を変えた時の
バックラッシュが気になりますし、直結だと素直に回ります。

ボリュームを使った正逆運転、「単電源で」っと回路を悩むより、
「-5V」を作ってしまう方が、アナログ回路を考えるとき面倒く
さくないです。

チャージポンプIC LM2776 、調子良く使えてますし。
 ・反転型チャージ・ポンプIC:LM2776

※マイコンを使えば1チップでできちゃいますが、
プログラムを組むという面倒な(!)作業をこなさなければ
なりません。
このくらいの「仕事」なら、ソフトウェア無しの工作でも
対応できます。

アナログ・デジタルmixというのが面白いかも。
  ※安価なA4988のドライバー基板があるから
   実現できた工作です。

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